Scholarly article on topic 'Métodos de control de motores de inducción: síntesis de la situación actual'

Métodos de control de motores de inducción: síntesis de la situación actual Academic research paper on "Educational sciences"

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Keywords
{"Motor de Inducción" / "Variación de frecuencia" / "Control Escalar" / "Control Vectorial" / "Control Directo de Par" / "Induction motor" / "Variation of frequency" / "Scalar Control" / "Vectorial control" / "Direct torque control"}

Abstract of research paper on Educational sciences, author of scientific article — Roberto Arnanz, F. Javier García, Luis J. Miguel

Resumen Este trabajo describe y analiza la situación actual de los métodos de control de motores de inducción que se aplican en la industria, desde los métodos clásicos hasta los más modernos. Además se da una visión general de las tendencias de control actuales en cada uno de los métodos. Abstract This paper describes and analyzes the current situation of the control methods of induction motors applied in the industry, from classic to the most modern methods. In addition an overview of the current trends of control is given in each of the methods.

Academic research paper on topic "Métodos de control de motores de inducción: síntesis de la situación actual"

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ScienceDirect

Disponible en www.sciencedirect.com

Revista Iberoamericana de Automática e Informática industrial 13 (2016) 381-392

R I A I

www.elsevier.es/RIAI

Métodos de control de motores de inducción: síntesis de la situacion actual

Roberto Arnanzb, F. Javier Garcíaa'*, Luis J. Miguelc

alTAP, C¡Paseo del Cauce no.59, 47011 Valladolid, España. bCARTlF, Parque Tecnológico de Boecillo, 205, 47151 Boecillo, España. cDepartamento de Ingeniería de Sistemas y Automática, Escuela de Ingenierías Industriales, C/ Paseo del Cauce,S/N, 47011 Valladolid, España.

Resumen

Este trabajo describe y analiza la situacion actual de los metodos de control de motores de induccion que se aplican en la industria, desde los metodos clasicos hasta los mas modernos. Ademas se da una vision general de las tendencias de control actuales en cada uno de los metodos.

Palabras Clave:

Motor de Induccion, Variacion de frecuencia, Control Escalar, Control Vectorial, Control Directo de Par.

1. Introducción

Debido a su robustez, las maquinas electricas de induccion son en la actualidad uno de los elementos maís importantes en los accionamientos electricos modernos. Ademas de tener un menor tamaño, peso y coste para la misma potencia que los motores de corriente continua, sus necesidades de mantenimiento son menores al carecer de escobillas. Todo ello hace que industrialmente sea mucho mas ventajosa la utilizacion de motores de induccion frente a la de los motores de corriente continua, y su uso se sigue extendiendo. Aunque sigue habiendo aplicaciones en las que puede ser mas conveniente el uso de motores de corriente continua (Melfi and Hart, 1992; Stearns, 2007).

Tradicionalmente, hasta aproximadamente la deícada de los ochenta, el motor de continua acaparaba las aplicaciones de control en velocidad y posicion basadas en accionamientos electricos. Esto era debido a la facilidad de su control a traves de la regulacioín de la tensioí n de alimentacioí n de sus devanados (ex-citacioí n y armadura). Este control permite obtener excelentes prestaciones en un amplio rango de velocidades, así como el funcionamiento en cuatro cuadrantes. Es el conocido como metodo Ward-Leonard de control de velocidad y que se utiliza desde 1896 (Vas, 1992). Su funcionamiento se basa en alimentar el circuito de armadura de un motor de excitacion independiente con un generador de corriente continua, tambien de excitacion

* Autor en correspondencia.

Correos electronicos: robarn@diana.cartif.es (Roberto Arnanz), javgar@eii.uva.es (F. Javier García), ljmiguel@eii.uva.es (Luis J. Miguel)

independiente, que gira a velocidad constante movido por un motor síncrono o de induccion.

Frente a esto, la regulacion de los motores de corriente alterna suponía tener que modificar constructivamente el motor o (Cortes Cherta, 1994) introducir elementos mecanicos o electricos auxiliares . Así, entre otros, se dispone de los siguiente metodos de regulacion:

■ Cambio del numero de polos: modifica la velocidad de sincronismo, y permite tener un motor de varias velocidades alterando las conexiones de las bobinas, pero su construccion es complicada y de elevado precio, por lo que se suele limitar a dos velocidades. Se utiliza en motores de jaula de ardilla porque no es necesario cambiar el numero de polos del rotor al modificar el circuito del estator.

■ Variacion de la frecuencia de alimentacion: mediante una fuente independiente de corrientes de frecuencia regulable o un convertidor de frecuencia. Para esto se suele emplear un motor de induccion de rotor trifasico bobinado accionado por otro motor de induccion en sentido contrario al del campo giratorio. La frecuencia de las tensiones inducidas en el rotor seran la suma de la frecuencia de alimentacion de dicho motor mas la frecuencia impuesta por el motor de accionamiento.

■ Modificacion del deslizamiento: puede ser variando la tension de alimentacion del estator, variando la resistencia del circuito rotórico mediante un reostato o por inyeccion de una fuerza electromotriz en el rotor utilizando

© 2015 CEA. Publicado por Elsevier España, S.L.U. Este es un artículo Open Access bajo la licencia CC BY-NC-ND (http://creativecommons.Org/licenses/by-nc-nd/4.0/) http://dx.doi.Org/10.1016/j.riai.2015.10.001

otra máquina eléctrica (se utiliza también para compensar el factor de potencia). Estos dos Ultimos métodos solo son aplicables en motores de rotor bobinado.

Tambien existen metodos electrodinamicos como son los sistemas Leblanc, Kramer y Scherbius, en que se combinan varias maquinas electricas con el fin de regular la velocidad del motor. El motor Schrage por su parte integra en una maquina el motor de inducción y el convertidor de fase. La complejidad constructiva de todos estos sistemas suponía un coste considerablemente mayor que el de la solucion basada en el motor de corriente continua.

No fue hasta la decada de los setenta con la aparicion del control vectorial desarrollado fundamentalmente por Blaschke, Hasse y Leonhard, que se dispuso de un control de motores de corriente alterna suficientemente preciso. Este control se basa en la transformacion de las ecuaciones de funcionamiento del motor, de modo que el control se puede simplificar al control independiente del par y del flujo. Controlando dos corrientes, una generadora de par y otra de flujo, se puede asimilar este control al del motor de corriente continua. Sin embargo fue el desarrollo de la electrónica de potencia y la cada vez mayor capacidad de procesamiento de los microcontroladores lo que permitio la construccion de controladores basados en el control vectorial cada vez mas precisos, robustos y baratos. La madurez alcanzada por este tipo de controladores es lo que ha conseguido desplazar a los motores de corriente continua de la mayoría de las aplicaciones de control. Actualmente existen en el mercado numerosos fabricantes que ofrecen este tipo de controladores (Teixido et al., 2003).

Posteriormente aparecio el Control Directo de Par (DTC) que se basa en el control directo de las magnitudes de flujo y par, lo cual permite una respuesta mas rápida a variaciones del par. Este control fue desarrollado por Takahashi y Noguchi (Takahashi and T. Noguchi, 1984, 1985) y Depenbrock (Depenbrock, 1988). Aunque industrialmente su implantacion es menor que la de los controladores vectoriales, tambieín existen diversos fabricantes que ofrecen modelos con este tipo de control desde que ABB lo introdujo en 1996.

2. Métodos de Control Modernos

Se entiende por metodos de control moderno aquellos que se basan en la alimentacion del motor a traves de un convertidor de potencia que permite la regulacion de la tension y frecuencia suministrada. Dicho convertidor esta construido utilizando dispositivos de electrónica de potencia y controlado habitualmente por un microcontrolador.

Los dos grandes tipos de control del motor de induccioín dentro de los cuales se pueden incluir todos los demas son:

■ Control escalar: las variables son controladas en magnitud y su control se basa en el modelo de funcionamiento estacionario del motor. El mas utilizado es el control Tension-Frecuencia (V/f en sus siglas en ingles) que se presenta en el apartado 2.1.

■ Control vectorial: tiene como objeto el control del par electromagnético generado por el motor, y para ello utiliza la teoría de vectores espaciales que permite simplificar el modelo del motor y tambien su control a traves de una serie de transformaciones matematicas que convierten las variables a controlar en vectores. Dentro de este tipo de control se distinguen el control vectorial (apartado 2.2) y el control directo de par (apartado 3.1).

A estos, se han anadido en los ultimos diez anos otros metodos de control no lineal como los de linealizacion en la reali-mentacion (FLC), el multiescalar o el conocido como Passivity-Based Control (PBC). Sin embargo las soluciones existentes comercialmente no han recogido hasta ahora este tipo de controles y se han limitado a los controles escalares y vectoriales.

2.1. Control Escalar

Entre los metodos conocidos de control de un motor de inducción, uno de los mas utilizados es el de Tension-Frecuencia (V/f) que consiste en mantener una relacion constante entre la tension y la frecuencia de alimentacion a medida que se varía la frecuencia para regular la velocidad de giro Leonhard (2001).

/l</2</3</<

Figura 1: Curvas de funcionamiento del motor de induccion para distintas frecuencias de alimentacion

En la (Fig. (1) se muestran diversas curvas de par-velocidad de un motor de induccion en funcion de la frecuencia de alimentacion. Al modificar dicha frecuencia, se varía la frecuencia de sincronismo del motor, por lo que para un mismo par, la velocidad de giro seraí diferente. El control V/f se basa en este principio para conseguir una regulacion de la velocidad del motor a traves de la variacion de la frecuencia de alimentacion. La regulacion de la amplitud de la tension de alimentacion se realiza para mantener constante la densidad de flujo magneítico. En el caso mas simple se mantiene una relacion proporcional entre la amplitud de la tension y su frecuencia. En la propia figura se puede observar como se puede acelerar una carga mecanica pasando del punto A al B alimentando el motor con una tension cuya frecuencia aumente desde /1 a f4, pasando así la velocidad de giro de w1 a w4. Cuando la variacion de la frecuencia se realiza de manera lenta en comparacion con la inercia del conjunto, la corriente es menor que en el caso de un arranque directo, lo cual es aprovechado por la mayoría de los arrancadores

comerciales que emplean esta tecnica. Tambien es posible alcanzar cualquier punto de operacion intermedio aumentando o reduciendo la velocidad. En bajas frecuencias se incrementa el par de arranque, aunque el par maí ximo es praícticamente constante.

El esquema habitual de un control V/f se muestra en la (Fig. 2). El sistema realimenta la velocidad (wr) o la posicion del eje mecaí nico y lo compara con la referencia. El controlador (habit-ualmente un PID) determina a partir del error la frecuencia de deslizamiento w*sl que sumada a la velocidad de giro del rotor genera la consigna de la frecuencia de alimentacioín del estaítor W. La relacion de proporcionalidad entre la tension y la frecuencia define la consigna de la amplitud de la tension V*. Ambas magnitudes se utilizan para obtener las senales de encendido y apagado de los elementos de electroí nica de potencia del inversor (S1 ...6). El inversor, como fuente de tension, aplica a la maíquina una tensioí n alterna no sinusoidal con una frecuencia y una tensioín determinadas por el controlador.

Figura 2: Esquema general del control Tension-Frecuencia

En los sistemas comerciales de control, la relacioín constante entre la tensioín y frecuencia de alimentacioín es habitual-mente sustituida por una funcioí n no lineal que intenta mejorar el comportamiento a bajas velocidades o adaptarse al perfil de la carga.

Este meítodo tiene como inconvenientes su baja eficiencia y un tiempo de reaccioí n elevado para variaciones de la carga.

2.2. Control Vectorial

El principio del meítodo de control vectorial fue desarrollado por Hasse y Blaschke a finales de los anos 60 (Hasse, 1969; Blaschke, 1972). Este control se basa en la transforma-cioí n de un sistema trifaísico estacionario, representado por las corrientes de fase del estator (iR, iS, iT), en un sistema de coordenadas bifaí sico rotatorio representado en un plano imaginario x-y que gira a la velocidad de rotacioí n del rotor. En este plano se obtienen las corrientes isx e isy, alineadas con los ejes ortogonales x y y respectivamente. La obtencion de este nuevo marco de referencia conduce a un modelo matemaítico para el motor cuyo comportamiento es igual al de una maíquina de corriente continua.

La expresioí n de par electromagneítico (te) en una maíquina de corriente continua cuando el efecto de saturacioí n es despreciado, se puede definir mediante la ecuacioí n:

te = Kt ■ 1/ ■ la (1)

donde la es la corriente de armadura, 1/ la corriente para el devanado de campo y Kt es una constante de proporcionalidad.

Las variables la e l/ son las variables de control en una maíquina de corriente continua, y pueden considerarse como vectores ortogonales o desacoplados. En condiciones normales, la corriente l/ se mantiene constante e igual a su valor nominal, por lo que el par seraí proporcional a la corriente de armadura

En un motor de induccion, sin embargo, entre el flujo y el par existe un gran acoplamiento. En un marco de referencia bifasico x-y las componentes de corriente obtenidas (isx e isy), son las componentes de corriente del estaítor, en los ejes directo y de cuadratura respectivamente. Si la componente de corriente isx, se hace coincidir en fase con el flujo magnetico del rotor o con la componente de corriente que lo genera, se puede establecer una analogía entre la componente isx y la corriente de campo 1/ del motor de corriente continua, así como entre la componente isy y la corriente de armadura 1a (Vas, 1992; Leonhard, 2001). Con los desarrollos matemaíticos apropiados a partir de su modelo, el par de una maíquina de induccioí n se puede expresar seguí n la ecuacioín:

te = K,

De esta forma manteniendo el flujo magneítico constante (isx constante), se puede realizar el control del par del motor mediante la corriente isy, ya que ambos vectores son ortogonales y estaín por lo tanto desacoplados, pudieíndose modificar y regular de manera independientemente.

Las teícnicas de control vectorial pueden clasificarse en dos grandes grupos seguí n el meítodo usado para el caílculo de la posicioín del vector de flujo rotoí rico (que es el que determina el sistema de referencia) (Bose, 1986; Vas, 1998):

■ Metodos directos: fue sugerido inicialmente por Blaschke, y se basa en la medida directa mediante sensores de la magnitud y posicion del flujo rotórico. Requiere situar sondas de efecto Hall o bobinas exploradoras en el entre-hierro o en las ranuras del estator. Es un metodo que se ha deshechado en la actualidad ya que requiere la modi-ficacioín de la maíquina y las sondas se ven muy afectadas por cambios en la temperatura, ademaís de ser mecaínica-mente fraígiles.

■ Metodos indirectos: propuesto por Hasse se basa en determinar el flujo rotoí rico a partir del modelo matemaítico del motor y midiendo las variables faícilmente accesibles como las corrientes y velocidad o posicioí n. Estos meíto-dos implican conocer tambieín los paraímetros del motor implicados en el modelo utilizado de manera precisa. Por tanto son generalmente maís sensibles a las variaciones de los parámetros durante la operacion del motor. La figura 3 muestra el esquema general de un sistema de control por campo orientado usando el meítodo indirecto. A partir de las medidas de corriente y velocidad, y utilizando el modelo de flujo se obtienen las corrientes en el nuevo sistema

Figura 3: Esquema general del control vectorial indirecto

de referencia giratorio. La corriente imr de magnetizacion es la corriente que genera el flujo deseado del motor, y por tanto la variable a controlar junto con el par electrico te, que se obtiene a partir de las corrientes isy e imr a traves de la ecuacion (3). Los controladores de flujo y par determinan las consignas de las corrientes con que se debe alimentar el motor, cuyo valor real isx e isy se obtiene del modelo de flujo. El bloque denominado circuito de desacoplamiento se utiliza para calcular unas tensiones que anadidas a las calculadas por el control consiguen el de-sacoplamiéñto entre los lazos de par y flujo. El control genera las tensiones de alimentacion de referencia u*sx y u*y que, tras su transformacion a un sistema de referencia fijo en el estator, se utilizan para determinar los disparos necesarios de la electroí nica de potencia.

te = X • P • ~T

2 r Lr

Dentro de los metodos indirectos se ha hecho un gran esfuerzo para desarrollar metodos de control déñomiñados "sensorless". Estos metodos prescinden del sensor de posicion o velocidad utilizado en el control, que ademaís de un coste adicional, supone un problema mecanico añadido al montaje del motor eleíctrico. El problema fundamental de estos meítodos es su funcionamiento a bajas velocidades. Algunos meítodos propuestos para resolver este problema implican introducir asimetrías en la maquina o introducir senales adicionales en el estator, pero sus efectos secundarios indeseables hacen que no sean una buena solucion industrial (Vas, 1998). El control "sensorless" puede resolverse utilizando metodos basados en observadores, en los cuales las variables que no se leen directamente con sensores se pueden "observar" a partir de otras variables medibles. Sin embargo los meítodos basados en observadores tienen una aplicacioín maís general y se usan cuando alguno de los estados del sistema no es observable. Esta característica de observabil-idad es algo inherente al sistema y no depende de la utilizacioín o no de sensores para leer una determinada variable. Normalmente cuando se habla de control "sensorless" se refiere uínica-

mente a la ausencia del sensor de velocidad. Lógicamente para estimarla hace falta disponer de un modelo del motor y obtener un observador. Cuando se habla de controles basados en observadores se refiere a los utilizados para obtener las corrientes de par y de flujo (ix, iy o id, iq), o estimaciones de las corrientes rotóricas, los flujos? depende del modelo utilizado y como se configure el control. En realidad una vez que se tiene el modelo, el controlador lo utiliza para obtener todas las variables que necesita, entre ellas la velocidad. Por eso los controles "sensorless" tambien estan basados en observadores. Pero puede haber metodos basados en observadores que utilicen medida de velocidad. Es bueno distinguirlos porque los controladores industriales siempre recomiendan el uso de un encoder para medir la velocidad y ganar precision. Ademas los metodos basados en observadores nunca son estrictamente "sensorless", porque siempre necesitan medir las corrientes de línea en el estator. En resumen: "sensorless" es una denomination comunmente aceptada para los casos en que no hay sensor de velocidad, pero sigue habiendo sensores de corriente.

Dado que todos estos metodos, ya sean "sensorless" o no, utilizan modelos del motor, se han desarrollado en los ultimos años numerosos algoritmos que permitan disponer de un modelo valido del motor en todo el rango de funcionamiento. Así es habitual encontrar en la bibliografía metodos basados en observadores, metodos de identification de parámetros o metodos que utilizan modelos adaptativos, todos ellos con el objetivo de compensar las no linealidades del motor y las variaciones de los parámetros. En (Mendoza, 2004) puede encontrarse un amplio resumen de la bibliografía existente en dichos campos. Ya en (Vas, 1993) se indica la necesidad de disponer de estos algoritmos como el siguiente paso logico una vez desarrollados los metodos de control vectorial.

Tambien algunos metodos de inteligencia artificial han sido utilizados para sustituir el modelo del motor electrico o el sistema de control completo (Vas, 1998). La ventaja de estos metodos radica en que no quedan restringidos a un modelo matematico, por lo que es mas facil adaptarse al comportamiento real del sistema. Ademas muchas veces implican un menor tiempo de desarrollo y menos coste computational.

Puede verse por lo descrito hasta el momento, que la ventaja que supone el control vectorial a la hora del diseno del control por su analogía con el motor de corriente continua, implica una complejidad importante cuando se desean disenar controles de altas prestaciones en un rango amplio de velocidades. La complejidad de los modelos necesarios no solo aparecerá en el momento del diseno sino tambien en el de la implementacion debido a la potencia de caílculo necesaria. Sin embargo, la complejidad y el aumento de precio que suponen la electroí nica de control y el inversor frente al uso de un motor de corriente continua quedan compensados en la mayoría de las aplicaciones por la robustez del motor de alterna y su bajo precio. Tambien frente a las aplicaciones de control V/f presenta ventajas el control vectorial debido al desacople que realiza entre las variables de flujo y par. Entre eístas cabe destacar:

■ Capacidad para generar el maximo del par del motor a baja velocidad.

■ Mejor comportamiento dinamico para variaciones de par.

■ Alta eficiencia para cada punto de operacion en un amplio rango de velocidades.

3. Control Directo de Par (DTC)

3.1. Metodología general del control DTC

El meí todo de control directo de par permite controlar de manera directa el flujo del estaítor y el par electromagneítico generado mediante la seleccioí n de las conmutaciones oí ptimas de los elementos del inversor. Dicha seleccioín se realiza en funcioín de los errores de seguimiento del par y del flujo de manera que se obtenga una raípida respuesta a variaciones de par con una baja frecuencia de conmutacion y perdidas por armonicos reducidas. Este control fue desarrollado inicialmente por Takahashi y Noguchi (Takahashi and T. Noguchi, 1984, 1985). Aunque en el presente apartado se muestra el control DTC realizando el control del flujo del estaítor, el control puede realizarse de la misma manera sobre el flujo del rotor o el flujo de magnetizacioí n.

Para un motor de induccioín trifaísico simeítrico, el par elec-tromagneítico puede expresarse en funcioín del flujo y corriente del estaítor seguín la ecuacioín (4):

3Pt—Ï x = 3PrL |'r| |'s| sen (ps - pr) =

Ts-Tm 2 PL,-TÍ

donde es el vector espacial del flujo del estator y es el vector espacial del flujo en el rotor, ambos expresados en una referencia estacionaria de ejes d-q fija en el estaítor. Los aíngulos ps y pr son los formados por los flujos con el eje horizontal (d) de la referencia estacionaria. Por ultimo p es el numero de pares de polos del motor, Lm la inductancia de magnetizacion y Ls la autoinductancia del estator (Vas, 1992).

A partir de la ecuacioí n (4) puede demostrarse matemaítica-mente coí mo la variacioí n del par es proporcional a la variacioí n del angulo ps bajo la hipotesis de mantener constante la magnitud del flujo concatenado por el estator s|. La constante de

tiempo rotoí rica es grande comparada con la del estaítor, por lo que el vector de flujo rotoí rico variaraí muy lentamente cuando se produzca una variacioín raípida de la posicioí n del vector espacial de flujo del estaítor. Esto permite conseguir una variacioín raípi-da del par electromagneítico generado, lo cual constituye la base del control directo de par. Los vectores de tensioí n generados por el inversor deberaín ser tales que el movimiento del vector espacial de flujo sea el deseado para conseguir el aumento, o disminucion, tanto del par como de la magnitud del flujo. Despreciando las peírdidas oí hmicas en las bobinas del estaítor, se cumple que Us = d-, siendo Us el vector espacial de la tension impuesta en las bobinas del estaítor. Por tanto para tiempos cortos (los utilizados como periodo de muestreo y control) la relacioín puede expresarse como A<^s = Us ■ At, y puede comprobarse que existe una relacioín directa entre el vector espacial de flujo y el de tensioín, que permitiraí controlar de manera desacoplada las dos componentes del vector de flujo aplicando el vector de tensioí n apropiado. Controlando de manera independiente la posicioín y la magnitud del vector de flujo, se estaraí controlando de manera desacoplada el par electromagneítico y el flujo, de manera similar al control vectorial expuesto en el apartado 2.2.

El inversor de seis IGBT puede generar hasta ocho vectores espaciales de tensioí n diferentes seguín las combinaciones de disparo de los IGBT, aunque dos de estos vectores son nulos (no generan caída tension entre fases y por tanto no excitan el motor). En la figura 4 se muestran estos ocho vectores indicando con valor 1 las fases que se conectan a la tensioí n positiva del bus de continua y con valor 0 las fases que se conectan a la tensioín negativa. Conociendo el vector de flujo del estaítor es posible predecir el efecto de cada uno de estos vectores sobre el par electromagnetico y la magnitud de flujo segun lo comentado anteriormente. En la figura 5 se muestra un ejemplo de como afectan distintos vectores de tensioín a un vector de flujo situado en el segundo sector del plano d-q.Así, si se quiere aumentar el moí dulo del flujo, seraí necesario aplicar un vector cuyo moí dulo se sume al del flujo actual y lo haga crecer. En la figura esto ocurre con los vectores de tensioín u1 y u3. El efecto contrario lo proporcionaraín los vectores u4 y u6 que le hacen reducir su tamano. En el caso de querer aumentar el par electrico lo que se tendraí que producir es una aceleracioín en el vector de flujo del estaítor, ya que como se ha comentado la variacioí n del par seraí proporcional a la variacioí n de dicho aí ngulo. Dado que los vectores u3 y u4 producen una variacioí n positiva en el aíngulo del vector de flujo ello conllevaraí un aumento del par. Al contrario que cuando se aplican los vectores u1 y u6. Así, para cualquier combinacioí n de variaciones deseadas en el par y el flujo, podremos escoger aquel vector de tensioín que la proporciona en funcioín del cuadrante en que se encuentre el vector de flujo, y aplicarlo al motor para conseguir el efecto deseado.

A partir de estos resultados se establece la tabla oíptima de disparos (cuadro 1), que define el vector de tensioín que debe ser generado a partir de los errores de seguimiento del par, ete , y del flujo, e^s:

ete — tere/ ^e

ets = |(As/ - |(As1

¡¡,=(0,1,0)

»2=(U.O)

»,=(0,1.1)

_ íf„y-'T t=1...6

»,= 3 "

«,=(1,1,1)

\ ».= (0,0,0) I»1=(1,0,0)

».=(1,0,1)

fys eíe Sectorl Sector2 Sector3 Sector4 Sector5 Sector6

> A^ > A U2 U3 U4 U5 U6 Ui

> A < -At U6 Ui U2 U3 U4 U5

> A < At U7 U8 U7 U8 U7 U8

< - A > At U3 U4 U5 U6 Ui U2

< -A < -At U5 U6 Ui U2 U3 U4

< -A < At U8 U7 U8 U7 U8 U7

Tabla 1: Tabla de disparos óptimos para el control DTC

Figura 4: Vectores activos generados por un inversor de seis IGBT

s) • dt

Figura 5: Efecto de vectores activos sobre un vector espacial de flujo situado en el sector 2

El controlador es un comparador de dos niveles para el flujo y de tres niveles para el par que indican el signo de la accioí n necesaria en esas magnitudes. Para evitar un alto rizado de ambas variables se define una banda de histeresis de umbral para el flujo y ±At para el par, dentro de las cuales no se modifica el sentido de la accioín de control. Los vectores nulos se utilizan en el caso de que el par permanezca dentro de su banda de histeíresis (no es necesario generar par), y la eleccioí n se realiza haciendo que el nuí mero de conmutaciones de los interruptores de potencia del inversor sea el menor posible (siempre se podra hacer con una única conmutacion). En (Casadei et al., 1994; Moustafa, 2002) se muestra el efecto de las bandas de histeíresis sobre el control directo de par. En la figura 6 se muestra el esquema del control DTC al que se le ha anadido un control de velocidad.

Figura 6: Esquema general del control directo de par

Como se observa es necesario obtener una estimacioín del par y del flujo, lo cual supone disponer de alguín tipo de modelo del motor que permita obtener dichas variables a partir de los valores medidos. En el algoritmo DTC convencional su caílculo es muy sencillo y el uínico sistema de referencia que se utiliza es el flujo en el estaítor. Las ecuaciones utilizadas, que se obtienen a partir del modelo matematico del motor, son:

te = 3 • P • (f s

siendo is el vector espacial de la corriente que circula por el estaítor y Rs la resistencia de las bobinas del estaítor.

El otro elemento a destacar en el esquema del control DTC convencional es la necesidad de imponer un flujo al motor, lo cual puede utilizarse para modificar las prestaciones del control. Así por ejemplo, para obtener la máxima rapidez en la respuesta transitoria se requiere el maíximo flujo en el motor, y cuando se trabaja por encima de la velocidad nominal es necesario aplicar una curva de debilitamiento de flujo en funcioí n de la velocidad.

En resumen, entre las ventajas del DTC convencional pueden senalarse:

■ Obtencion de altas respuestas dinamicas del par y del flujo que se controlan de forma independiente.

■ Ausencia de controladores PI en la corriente.

■ Solo se necesita saber el sector en que se encuentra el vector espacial de flujo, no su posicioín exacta.

■ Robustez contra la variacion de los parámetros, ya que soílo necesita conocer la resistencia del estaítor.

■ No necesita transformacion de coordenadas, por lo que los modelos matemaíticos utilizados para el motor son maís sencillos.

■ La programacion del algoritmo es menos compleja que en el caso del control vectorial.

Algunas de estas ventajas pueden convertirse en inconvenientes, así por ejemplo:

■ La corriente de arranque tiene un valor elevado, ya que no hay regulacioí n en corriente, y esta puede destruir los interruptores.

■ La ondulacion del par produce vibraciones en el motor y dificulta la aplicacioí n a bajas velocidades.

■ La reduccion del rizado de par implica tener que aumentar la frecuencia de conmutacioí n, aumentando las peírdi-das y provocando una mayor fatiga en los interruptores.

■ La resistencia del estator varía, especialmente a bajas velocidades, por lo que es necesario estimar su valor real en cada instante.

Us - Rs

■ Los modelos de flujo y par utilizados no son correctos a bajas velocidades.

■ La frecuencia de conmutación es variable.

■ En motores de alta potencia la distorsion en el flujo produce armonicos de bajo orden.

Es interesante remarcar que segun el trabajo realizado por (Ortega et al., 2001), el metodo de control DTC es estable. Se demuestran tambien sus buenas prestaciones que le hacen especialmente adecuado para el control de flujo, y el desacoplamiento entre flujo y par a traves de las componentes del vector tension proyectadas respectivamente sobre el vector de flujo y su ortogonal. Por ultimo se muestra tambien la razon de su mejor respuesta a bajas velocidades de funcionamiento respecto al control vectorial y de su mal comportamiento ante perturbaciones bruscas en el par de carga. Estas conclusiones se obtienen a partir de una serie de condiciones necesarias y/o suficientes que obtiene para la regulacion del par y flujo.

Paralelamente a los desarrollos de Takahashi y Noguchi, Depenbrock propuso un control denominado autocontrol directo (Direct Self Control - DSC) (Depenbrock, 1988). El esquema es similar al del DTC, pero utilizando tres controladores de histeresis para el flujo -uno por fase- y uno para el par, que define la duracion de los vectores nulos. La diferencia con el DTC es que para reducir el par genera vectores nulos en lugar de un vector de tension en sentido contrario al del giro del flujo. Una de las ventajas del DSC frente al DTC es que anade un mecanismo para el control del flujo en la zona de debilitamiento del flujo, lo que le proporciona un rápido control del par en esa zona de funcionamiento. Esto unido a su menor frecuencia de conmutacion le hace muy conveniente para motores de alta potencia. Sin embargo su desarrollo y las mejoras introducidas por la comunidad científica han sido mucho menores que en el caso del DTC.

Para solventar los problemas del DTC y mejorar las prestaciones del control, se han ido proponiendo diversas modificaciones del control directo de par convencional que se describen en los siguientes apartados. En (Buja and Kazmierkowski, 2004) se recoge un estado del arte del control DTC con una amplia bibliografía entre la que se incluyen algunos de los metodos aquí presentados.

3.2. Modificaciones en la secuencia de conmutación

Como se ha comentado anteriormente, las bandas de histere-sis de los controladores de par y flujo tienen un efecto significativo sobre el rizado del par. Tambien el vector de tension seleccionado afectara al rizado, no siendo su efecto el mismo si el motor esta a baja o a alta velocidad. Esta dependencia del vector de tension tiene como consecuencia que cuantos mas vectores posibles de tension se puedan generar en cada instante, mas facil sera realizar la compensacion de los errores de par y flujo. Han sido numerosos los autores que han definido metodos para aumentar el numero de vectores de disparo posibles en lugar de los seis que define el control DTC en su tabla de conmutaciones optimas.

Una de la propuestas consiste en utilizar un inversor multi-nivel, que genera diferentes niveles discretos de tension de salida. El origen de los convertidores multinivel es la reduccion de armonicos de la tension y corriente generados. En (Alepuz, 2004) puede encontrarse una descripcion de los distintos tipos de convertidores multinivel segun la topología constructiva. La aplicacion de este tipo de inversores a los motores electricos permite, ademas de disminuir los armonicos en la alimentacion, reducir los saltos de tension (du/dt) en las conmutaciones, lo cual previene fallos en el motor. Desde el punto de vista del control suponen la posibilidad de aumentar el numero de vectores de tension disponibles. Para cada una de las fases, la tension a la que puede conectarse pasara de dos al numero de niveles de que disponga el inversor. Esto supone aumentar el numero de combinaciones posibles de conexiones de las tres fases hasta 3N vectores, siendo N el numero de niveles del inversor. De estos 3N vectores, N serán vectores nulos, y algunos de los restantes serán equivalentes entre sí, habiendo en total 3N(N - 1) + 1 vectores diferentes. La redundancia de los vectores activos se emplea para reducir el numero de conmutaciones, que ademas permite reducir el incremento de tension en cada conmutacion. En la figura 7 se muestran los vectores de tension posibles para el caso del inversor de tres niveles, que permitirá disponer de 18 vectores activos diferentes. La notacion abc indica a que nivel de tension esta conectada cada fase de las tres posibles: 0, 1, 2.

Figura 7: Vectores disponibles en un inversor de tres niveles

El diseno de un inversor multinivel supone el incremento de los interruptores de potencia y de los elementos pasivos del inversor. Ademas sera necesario anadir al control los algoritmos que en cada momento generen la tension deseada en cada una de las fases ademas de mantener la tension en los condensadores. A pesar del incremento de coste que estos problemas suponen, suelen ser una buena solucion para accionamientos de gran potencia o cuando se dispone de varias fuentes de tension continua como en las aplicaciones de automocion. En (Walczy-na and Hill, 1993; Zhang et al., 2012; Dharmaprakash and Henry, 2014) se propone un control con un inversor de tres niveles y en (Escalante et al., 2002) se propone una aplicacion de control DTC con un invesor de cinco niveles. Dado que el numero de vectores disponible ha aumentado, en este segundo caso se definen doce sectores (en lugar de los seis del DTC convencional)

y cuatro tablas de disparos óptimos para cuatro rangos de velocidades diferentes. En (Rodríguez et al., 2004) se muestra la disminucion del rizado de par que supone utilizar un inversor de 11 niveles frente a uno de tres.

La modulacion de vectores espaciales discretos (DSVM) funciona de forma similar a los inversores multinivel pero sin necesidad de modificar la topología del inversor. Esta tecnica de modulacion consiste en dividir el periodo de muestreo en un numero fijo de intervalos temporales de igual duracion. Durante cada uno de estos intervalos se genera un vector de tension de los ocho posibles del inversor, siendo el vector resultante en el periodo de muestreo la suma de esos vectores. Al igual que en el caso de los inversores multinivel, en este caso cuantos mas intervalos contenga el periodo de muestreo mayor numero de vectores de tension se podran generar. Por ejemplo, en el caso de utilizar dos intervalos, los vectores que pueden ser generados son los que aparecen en la figura 8. En este caso la notacion ab indicara el vector que se dispara en cada intervalo. El orden de disparo de los vectores que forman uno determinado determinara la presencia o no de determinados armonicos en las tensiones de alimentacion. Como se observa, esta figura es identica a la del inversor de tres niveles en la que la notacion abc indicaría el numero de intervalos que esta conectado a la tension positiva del bus de continua cada una de las fases. En (Casadei et al., 2000) se propone un algoritmo de control directo de par basado en DSVM, donde para aprovechar los nuevos vectores de disparo disponibles definen un comparador de histeresis del flujo de cinco niveles, doce sectores y tres tablas de disparos optimos por cada sector. El uso de una u otra tabla lo define el valor del producto del flujo por la velocidad de giro. Se acota así el estado del motor de una manera mas precisa y el efecto que tendra cada uno de los vectores disponibles. En (Lai et al., 2004) se proponen dos tecnicas en las que se usan dos vectores de igual duracion por cada periodo de muestreo para conseguir una reduccion en el rizado de la velocidad de giro. El primer metodo utiliza un vector activo y otro nulo y un comparador de par de cinco niveles, mientras que el segundo utiliza dos vectores activos y doce sectores. Cada uno de ellos define su tabla de disparos apropiada a los niveles del comparador y numero de sectores.

El DSVM puede entenderse como un caso particular de la tecnica de modulacion de vector espacial (SVM). Esta tecnica permite generar cualquier vector de tension en el plano a partir de los ocho vectores disponibles en el inversor. En la figura 9 puede verse como un vector de tension cualquiera puede formarse como combinacion lineal de los vectores que forman el sector en que se encuentra. Cada uno de los vectores ocupara una fraccion del periodo, y el tiempo restante lo ocupara un vector nulo. A partir de la figura puede demostrarse que los tiempos que deben permanecer activos cada uno de los vectores

Vectoras nulos: ZZ Z = 7, B

di = V3 sen( f - a) d2 = V3 ^^Sr1 sena

d0 = 1 - d1 - d2

donde d1, d2 y d0 son las fracciones de periodo de muestreo

Figura 8: Vectores disponibles con la técnica de modulacion DSVM en el caso de dos intervalos por periodo de muestreo

que deben durar los vectores uk, uk+1 y nulo respectivamente, cuando el vector usref se encuentra en el setor k (en el sector 6 el vector uk+1 sera el vector u1).

La tecnica de modulacion SVM permite modificar el esquema de control y sustituir la tabla de conmutacion optima por otros metodos de control que determinan el vector tension de referencia que permite reducir los errores de par y flujo. En los apartados siguientes se describen algunos de estos metodos, y se indicara cuales de ellos utilizan el SVM como tecnica de generacion de los vectores de tension. En (Bowes and Lai, 1997; Zhou and Wang, 2002; Kwasinski et al., 2003) se muestran las ventajas de utilizar la tecnica SVM frente a la de modulacion de ancho de pulso (PWM) o alguna de sus modificaciones cuando se desea generar un vector de tension cualquiera. Entre estas destacan la minimizacion del contenido armonico y la extension del rango lineal de la amplitud de tension que puede ser generada, aunque el SVM es identico a las tecnicas PWM que introducen una senal de secuencia cero o un tercer armonico.

La tecnica SVM permite generar tensiones cuya máxima amplitud la define el círculo inscrito en el hexagono que forman los seis vectores activos. Si se desea alimentar el motor con vectores de mayor amplitud, algunos autores han desarrollado metodos denominados de sobremodulacion ("overmodulation") basados en la eliminacion de los vectores nulos y que aumentan el índice de modulacion de la senal hasta la unidad (el índice de modulacion se define como la relacion entre la tension generada y la amplitud de los vectores activos). En estos casos se pierde la linealidad de la senal de tension generada que deja de ser senoidal (Holtz et al., 1993; Lee and Lee, 1998; Kazmierkowski et al., 2002).

Aun siendo las tecnicas hasta aquí mencionadas las mas utilizadas para la generacion de las tensiones de alimentacion, existen propuestas de otros autores para optimizar las conmutaciones del inversor, como por ejemplo (Purcell and Acarnley, 2001; Ahammad et al., 2014).

3.3. Modelos mejorados de estimación de parámetros y variables

Para mejorar el control DTC, una de las principales cuestiones a resolver es la estimacion correcta del par y del flujo,

«2 = (1,1,0)

Ur« \

d,.«, «,=(1,0,0) >d

Figura 9: Generación de un vector de tensión mediante la técnica SVM

bien sea a traves del cálculo de la resistencia del estator en línea o mejorando los estimadores utilizados para el calculo de las variables. La variacion del valor de la resistencia se debe principalmente al cambio de temperatura de motor, y su efecto es importante especialmente a bajas velocidades, donde la caída de tension que provoca no es despreciable frente a la alimentacion. En (Moustafa, 2002) puede verse un estudio de como afecta la variacion de la resistencia a la estimacion de las variables del motor. Existen multiples trabajos encaminados a resolver este problema, ya sea estimando la resistencia del estator de manera independiente (Bose and Patel, 1998; Habetler et al., 1998; Ha and Lee, 2000; Guidi and Umida, 2000; Lai et al., 2000; Mitron-ikas et al., 2001; Ameur et al., 2012), junto con otros parámetros (Shaw and Leeb, 1999; Tai et al., 2000) o junto con otras variables de funcionamiento del motor (Yang and Chin, 1993; Zamora and Garcia-Cerrada, 2000; Tsuji et al., 2001; Holtz and Quan, 2002; Vasic et al., 2003; Sun and Xue, 2014). Logicamente tambien se pueden emplear metodos generales de estimacion de parámetros del motor o los observadores de estado utilizados en los desarrollos del control vectorial (apartado 2.2).

En cuanto a la mejora de los estimadores de flujo y par tambien es amplia la bibliografía existente con soluciones orientadas a la mejora del control, especialmente en el rango de bajas velocidades. Una de las primeras propuestas para el estimador de flujo consiste en la sustitucion del integrador puro por un filtro pasabajos (Vas, 1998; Idris and Yatim, 2002) que elimina los problemas en la estimacion cuando existen errores de offset en las medidas de las corrientes. El integrador puro puede ser problematico tambien a bajas frecuencias, cuando las tensiones son pequenas y las perdidas ohmicas son dominantes. El filtro pasabajos sin embargo introduce un error en la estimacion y limita el ancho de banda. Por ello, (Holtz and Quan, 2002) propone mantener el integrador puro y anade al estimador de flujo un vector espacial üA, que se obtiene de un modelo para el inversor, y que compensa las posibles desviaciones en la tension de alimentacion real respecto de la calculada a partir de los disparos de los interruptores de potencia. Así, el estimador resultante se puede expresar como:

= J* (ü - Rs • is + 5a) • dt (8)

En (Shyu et al., 2004) se propone un metodo basado en el filtro pasabajos pero con una realimentacion del vector de flujo para eliminar los problemas de offset y saturacion del flujo.

Ademas propone una compensacion de la consigna de flujo mediante un algoritmo adaptativo basado en el error de velocidad para hacer al control inmune a la variacion de la resistencia del estator.

Otra manera de mejorar la estimacion del flujo es con el uso de observadores adaptativos como el propuesto por (Lascu et al., 2000). El observador utiliza como modelo de referencia la estimacion del flujo del estator a partir del flujo rotórico segun el modelo clasico del motor de induccion. El modelo adapta-tivo es el descrito por la ecuacion (8). El vector üA se obtiene como la salida de un PI cuya entrada es la diferencia entre los flujos del estator calculados con los modelos de referencia y adaptativo, y es el valor que se realimenta en el modelo adap-tativo. Ademas plantea otro esquema de observador adaptativo para el calculo del flujo del rotor y la velocidad de giro. El estimador de lazo abierto (modelo de referencia) es apropiado para funcionamiento a baja velocidad, mientras que el adaptativo es apropiado para un rango amplio de velocidades (1-100 Hz). El PI se ajusta para que cada modelo prevalezca en la zona donde mejor es su estimacion. Uno de los inconvenientes del observador es que requiere conocer los parámetros del motor.

Otro observador adaptativo es el propuesto por (Maes and Melkebeek, 2000) cuyas variables de estado son el flujo del estator y del rotor y la salida las corriente del estator. Este observador de flujo utiliza el modelo matemático del motor en forma de ecuaciones de estado, por lo que tambien es necesario conocer todos los parámetros del motor para su calculo. En este caso el mecanismo de adaptacion se establece a traves de la estimacion de la resistencia del estator, la velocidad del motor y el par, estos dos ultimos obtenidos a partir de un modelo mecanico del motor. La ganancia del observador se calcula fijando los polos del observador desplazados un cierto valor respecto a los polos del motor.

En (Vas, 1998) se proponen otros cuatro observadores de la velocidad del rotor utilizando un modelo adaptativo de referencia, cuya variable de estado en tres de ellos es el flujo del estator. En la misma referencia tambien pueden encontrarse observadores como el filtro de Kalman o un observador de orden completo de Luenberger para la estimacion del flujo.

En (Gallegos-Lara et al., 2010) el controlador se basa en un nuevo algoritmo de observacion de bajo orden que estima simultaneamente los flujos y la velocidad del rotor en presencia de par de carga constante y desconocido.

Una solucion distinta fue la propuesta en (Lascu and Trzy-nadlowski, 2004b) de un observador de flujo del estator y velocidad utilizando dos sistemas de referencia. Al utilizar un sistema de referencia fijo al estator se elimina la realimentacion de la estimacion de velocidad que puede ser erronea. Se evitan así los problemas de ciclos límite, sensibilidad al ruido y desplazamiento de fase que pueden tener los estimadores adap-tativos de velocidad.

Indicar que tambien existen soluciones de estimacion del flujo del estator mediante redes neuronales (Kazmierkowski et al., 2002).

3.4. Modificaciones en la estructura de control

El control basado en comparadores del error y bandas de histéresis para el flujo y par produce un alto rizado en el control del par y la velocidad del motor. Este efecto es especialmente crítico a bajas velocidades. Algunos autores han propuesto la sustitucion de los controladores basados en bandas de histeresis por controladores PI. Existen en la bibliografía otros autores que tambien han propuesto modificar la estructura de control del DTC con tecnicas de control predictivo, deslizante u otras utilizadas habitualmente en los sistemas de control. Aunque las propuestas que pueden encontrarse para realizar un control del par son abundantes, se han considerado unicamente como DTC los controles que controlan el par y el flujo sin utilización de lazos de corriente.

En (Monmasson et al., 2001), aunque se mantienen los comparadores con histeresis para el error de flujo y par, se sustituye la tabla de conmutacion optima por un controlador que genera vectores de tension desplazados un angulo fijo respecto al vector de flujo. Los nuevos vectores de tension deben ser generados mediante la tecnica de SVM y se elige el angulo de desplazamiento respecto al flujo de manera que mejoran el comportamiento a baja velocidad.

Buscando una frecuencia de conmutacion fija, que favorezca la reduction del rizado de par, (Idris and Yatim, 2004) propone un controlador de par con un PI y dos comparadores cuya salida es equivalente a la del comparador de tres estados utilizado habitualmente. El controlador se diseña a partir de un modelo linealizado del lazo de control, que podría verse como un comparador con banda de histeresis variable triangular. Otros autores, como (Kang et al., 1999), han propuesto tambien bandas de histeresis variables para obtener una frecuencia de conmutacion constante

En (Lascu et al., 2000; Lascu and Trzynadlowski, 2004b), mencionados en el apartado dedicado a los observadores, la regulacion del par y flujo sustituye los controladores de banda de histeresis por dos PI, cada uno de los cuales tiene como entrada los errores de flujo y par, y como salida las componentes d-q respectivamente del vector de tension de referencia. En el regulador de par se tiene en cuenta ademas la compensation de la fuerza electromotriz. El vector de tension se obtiene en el inversor utilizando la tecnica del SVM. Cuando la consigna de tension es mayor que la que puede generarse con la tecnica SVM, el control se sustituye por un control DTC clasico.

En (Casadei et al., 2003), sin embargo, sí se sustituyen los comparadores por un control basado en la regulation del flujo. Este regulador del flujo se basa en un control de tipo proporcional pero anadiendo terminos que compensan las perdidas ohmicas y la fuerza electromotriz. La consigna de flujo se obtiene a partir de las consignas de par y flujo del rotor utilizando las ecuaciones de funcionamiento del motor. Esto permite seleccionar de manera facil el flujo que permite el maximo par en cada instante, especialmente en las situaciones de debilitamiento de flujo.

Es posible utilizar esquemas predictivos para determinar las tensiones a aplicar en el motor en funcion de la magnitud de los errores de par y tension. El resultado es un control tipo dead-beat. En (Habetler et al., 1992) y (Vas, 1998) se presentan dos

algoritmos de control similares en los que se calculan de manera independiente las componentes d y q de la tension necesaria para alcanzar las consignas de flujo y par respectivamente. La generacion de dicho vector se realiza mediante la tecnica SVM. En (Ambrozic et al., 2004) se predice el par que debe generarse para mantenerse dentro de la banda de histeresis seleccionada. En funcion de si el motor debe acelerarse o frenarse, se define el tiempo que debe estar disparado el vector activo o el vector cero respectivamente.

En (Riveros et al., 2010, 2013) se plantea un control PTC (Control Predictivo de Par) como una alternativa al DTC, proporcionando una estructura de control mas flexible. El sistema de control incluye un controlador de velocidad PI que proporcione una referencia de par para alcanzar la velocidad angular de referencia. El controlador predictivo se aplica para decidir las acciones de control.

Otra modificacion propuesta para el algoritmo DTC son los metodos basados en el control deslizante. En (Carmeli and Mauri, 2011) el DTC es presentado y analizado como un caso especial de estrategia de modo deslizante. Las condiciones de existencia del modo deslizante se verifican y se obtienen las regiones operativas mas críticas. El analisis formal propuesto permite definir tablas mas sofisticadas de conmutacion que aseguren un funcionamiento estable. En (Lascu and Trzynadlows-ki, 2004a) se sutituyen los controladores de par y flujo por otros de tipo deslizante para mejorar el comportamiento en estado estacionario en un amplio rango de velocidades incluyendo velocidad cero con par nominal. Este control incluye tambien un observador de estado del motor tambien de tipo deslizante. Una estructura similar aunque cambiando el tipo de control deslizante, se propone en (Lascu et al., 2004), que en el caso anterior introducía el cuadrado del error de par y flujo en la estimacion de la tension de control.

Por ultimo mencionar que tambien han sido utilizados con-troladores basados en inteligencia artificial para realizar el control directo de par. En (Vas, 1998) se propone un metodo basado en logica borrosa para determinar el ciclo de servicio del vector tension y así reducir el rizado del par. En (Grabowski et al., 2000) se obtiene el modulo y angulo de la tension que debe generar el inversor a partir de los errores de par y flujo combinando logica borrosa y redes neuronales. El metodo proporciona un buen comportamiento en estado estacionario y transitorio con una facil sintonizacion. En (Karpe et al., 2013) se utiliza un controlador borroso para reducir el esfuerzo de torsion y ondas de flujo y mejoran el rendimiento especialmente a baja velocidad.

4. Conclusiones.

En este trabajo se han revisado los diferentes metodos de control de los motores de induccion, desde los metodos clasicos de cambio de numero de polos, variacion de frecuencia, etc, hasta los metodos mas modernos como son el control vectorial y el control directo de par. El control vectorial presenta las ventajas que permite generar par maximo a bajas velocidades, tiene un buen comportamiento dinamico para variaciones de par y alta eficiencia en un rango amplio de velocidades. El control

directo de par presenta las ventajas de que ofrece altas respuestas dinámicas de par y flujo, no necesita un controlador PI para controlar la corriente, es robusto frente a la variación de los parámetros, su programacion es menos compleja que la programacion del control vectorial, etc. Sin embargo tambien presenta inconvenientes: corriente de arranque elevada, la ondulacion de par produce vibraciones en el motor, lo que dificulta su aplicacion a velocidades bajas, se producen perdidas y fatiga en los interruptores, etc. Frente a los motores de corriente continua, los motores de induction poseen una electrónica de control mas compleja y cara, pero en la mayoría de las aplicaciones industriales esto se compensa por la robustez y el bajo precio del motor de induction. Otra ventaja importante que conlleva un motor de induction es el de ser extremadamente resistente. Esto lo convierte en la maquina ideal para usos pesados. Su bajo costo de mantenimiento y durabilidad complementa su resistencia y como resultado, estos motores pueden funcionar durante anos relativamente sin costo o mantenimiento.

¿Cuales son los temas abiertos o próximos y las tendencias futuras? Sera necesario mejorar la puesta en marcha automatica. La cuota de mercado de controladores vectoriales crecerá en comparacion con el control clasico de variador de frecuencia. Hay un creciente segmento de mercado de alta velocidad y unidades de prueba que requieren par motor estacionario mas suave, pero tambien capacidad de esfuerzo de torsion y rápidos cambios de velocidad para aplicar patrones de prueba deseados. Tambien los aspectos de seguridad son cada vez mas importantes. Esto nos lleva al desarrollo de estandares "software" ya parcialmente introducidos al igual que medidas op-eracionales como redundancia o respaldo de la operation. La eficiencia optimizada cobrara mas importancia con respecto a las exigencias de ahorro de energía. Los controladores que se basan hoy en microprocesadores o DSP, pueden cambiar en el futuro cada vez mas hacia ASICs (Circuito Integrado para Aplicaciones Específicas) o FPGAs (Field Programmable Gate Array) combinado ademas con un incremento en el uso de tecnicas de inteligencia artificial. Un creciente numero de contribuciones se observa en estas areas (Mora et al., 2001; Menghal and Laxmi, 2012; Nekoei et al., 2011; Hamed and Al-Mobaied, 2010).

English Summary

Methods for induction motor control: state of art. Abstract

This paper describes and analyzes the current situation of the control methods of induction motors applied in the industry, from classic to the most modern methods. In addition an overview of the current trends of control is given in each of the methods. Keywords:

Induction motor. Variation of frequency. Scalar Control. Vectorial control. Direct torque control.

REFERENCIAS

Ahammad, N., Khan, S., Reddy, R., Prasanthi, 2014. Novel dtc-svm for an adjustable speed sensorless induction motor drive. International Journal of Science Engineering and Advance Technology 2, 31 -36.

Alepuz, S., Noviembre 2004. Aportacion al control del convertidor CC/CA de tres niveles. Ph.D. thesis, Universidad Politecnica de Catalufla.

Ambrozic, V., Buja, G. S., Menis, R., Agosto 2004. Band-constrained tech-inque for direct torque control of induction motor. IEEE Trans. on Industrial Electronics 51 (4), 776-784.

Ameur, A., Mokhtari, B., Essounbouli, N., Mokrani, L., 2012. Speed sensorless direct torque control of a pmsm drive using space vector modulation based mras and stator resistance estimator. World Academy of Science, Engineering and Technology 6, 198 -203.

Blaschke, F., Mayo 1972. The principle of field orientation as applied to the new transvector closed-loop control system for rotating field machines. Siemens Review 39 (5), 217-220.

Bose, B. K., 1986. Power Electronics and AC Drives. Prentice-Hall, New Jersey.

Bose, B. K., Patel, N. R., 1998. Quasi-fuzzy estimation of stator resistance of induction motor. IEEE Trans. on Power Electronics 13 (2), 279-287.

Bowes, S. R., Lai, Y., Octubre 1997. The relationship between Space-Vector Modulation and regular sampled PWM. IEEE Trans. on Industrial Electronics 44 (5), 670-679.

Buja, G. S., Kazmierkowski, M. P., Agosto 2004. Direct torque control of PWM inverter-fed AC motors - a survey. IEEE Trans. on Industrial Electronics 51 (4), 744-757.

Carmeli, M., Mauri, M., 2011. Direct torque control as variable structure control: Existence conditions verification and analysis. Electric Power Systems Research. 81, 1188-1196.

Casadei, D., Grandi, G., Serra, G., Tani, A., Septiembre 1994. Effect of flux and torque hysteresis band amplitude in direct torque control of induction motor.

Casadei, D., Serra, G., Tani, A., Julio 2000. Implementation of a direct torque control algorithm for induction motors based on discrete Space Vector Modulation. IEEE Trans. on Power Electronics 15 (4), 769-777.

Casadei, D., Serra, G., Tani, A., Zarri, L., Profumo, F., Marzo/Abril 2003. Performance analysis of a speed-sensorless induction motor drive based on a constant-switching-frequency DTC scheme. IEEE Trans. on Industry Applications 39 (2), 476-484.

Cortes Cherta, M., 1994. Curso Moderno de Maquinas Electricas Rotativas. Maquinas de Corriente Alterna Asincronas. Vol. III. Editores Tecnicos Asociados, S. A.

Depenbrock, M., Octubre 1988. Direct self-control (DSC) of inverter-fed induction machine. IEEE Trans. on Power Electronics 3, 420-429.

Dharmaprakash, R., Henry, J., 2014. Direct torque control of induction motor using three level diode clamped multilevel inverter. International Conference on Computation of Power, Energy, Information and C, 2014., IEEE Annual, 206 - 212.

Escalante, M. F., Vannier, J., Arzande, A., Agosto 2002. Flying capacitor multilevel inverters and DTC motor drive applications. IEEE Trans. on Industrial Electronics 49 (4), 809-815.

Gallegos-Lara, M., Alvares-Salas, R., Moreno, J., Espinosa-Peirez, G., 2010. Control vectorial de un motor de induccion con carga desconocida basado en un nuevo observador no lineal. RIAI - Revista Iberoamericana de Automatica e Informatica Industrial. 7, 74 -82.

Grabowski, P., Kazmierkowski, M. P., Bose, B. K., Blaabjerg, F., Agosto 2000. A simple direct-torque neuro-fuzzy control of pwm-inverter-fed induction motor drive. IEEE Trans. on Industrial Electronics 47 (4), 863-870.

Guidi, G., Umida, H., 2000. A novel stator resistance estimation method for speed sensorless induction motor drives. IEEE Trans. on Industry Applications 36 (6), 1619-1627.

Ha, I.-J., Lee, S.-H., Agosto 2000. An online identification method for both stator and rotor resistances of induction motors without rotational transducers. IEEE Trans. on Industrial Electronics 47 (4), 842-853.

Habetler, T. G., Profumo, F., Griva, G., Pastorelli, M., Bettini, A., Enero 1998. Stator resistance tuning in a stator flux field oriented drive using an instantaneous hybrid flux estimator. IEEE Trans. on Power Electronics 13 (1), 125133.

Habetler, T. G., Profumo, F., Pastorelli, M., Tolbert, L. M., Septiembre/Octubre 1992. Direct torque control of induction machines using space vector modulation. IEEE Trans. on Industry Applications 28 (5), 1045-1053.

Hamed, B., Al-Mobaied, M., 2010. Fuzzy logic speed controllers using fpga technique for three-phase induction motor drives. Dirasat, Engineering Sciences 37, 194 -205.

Hasse, K., 1969. Zur Dynamik Drehzahlgeregelter Antriebe Mit Stromrichtergespeisten Asynchron Kurzshlusslaufer Maschinen.

Holtz, J., Lotzkat, W., Khambadkone, A. M., Octubre 1993. On continuous control of PWM inverters in the overmodulation range including the six-step mode. IEEE Trans. on Power Electronics 8 (4), 546-553.

Holtz, J., Quan, J., Julio/Agosto 2002. Sensorless vector control of induction motors at very low speed using a nonlinear inverter model and parameter identification. IEEE Trans. on Industry Applications 38 (4), 1087-1095.

Idris, N., Yatim, A. H. M., Enero/Febrero 2002. An improved stator flux estimation in steady state operation for direct torque control of induction machines. IEEE Trans. on Industry Applications 38 (1), 110-116.

Idris, N., Yatim, A. H. M., Agosto 2004. Direct torque control of induction machines with constant switching frequency and reduced torque ripple. IEEE Trans. on Industrial Electronics 51 (4), 758-767.

Kang, J.-W., Chung, D.-W., Sul, S. K., 1999. Direct torque control of induction machine with variable amplitude control of flux and torque hysteresis bands.

Karpe, S., Suryawanshi, R., Markad, S., Octubre 2013. Direct torque control of induction motors. International Journal of Application or Innovation in Engineering and Management 2, 11-16.

Kazmierkowski, M., Krishnan, P. R., Blaabjerg, F., 2002. Control in Power Electronics. Selected Problems. Academic Press.

Kwasinski, A., Krein, P. T., Chapman, P. L., Septiembre 2003. Time domain comparison of Pulse-Width Modulation schemes. IEEE Power Electronics Letters 1 (3), 64-68.

Lai, Y.-S., Lin, J.-C., Wang, J.-J., Noviembre 2000. Direct torque control induction motor drives with self commissioning based on Taguchi methodology. IEEE Trans. on Power Electronics 15 (16), 1065-1071.

Lai, Y.-S., Wang, W.-K., Chen, Y.-C., Agosto 2004. Novel switching techniques for reducing the speed ripple of AC drives with direct torque control. IEEE Trans. on Industrial Electronics 51 (4), 768-775.

Lascu, C., Boldea, I., Blaabjerg, F., Enero/Febrero 2000. A modified direct torque control for induction motor sensorless drive. IEEE Trans. on Industry Applications 36 (1), 122-130.

Lascu, C., Boldea, I., Blaabjerg, F., Marzo/Abril 2004. Direct torque control of sensorless induction motor drives: A sliding-mode approach. IEEE Trans. on Industry Applications 40 (2), 582-590.

Lascu, C., Trzynadlowski, A. M., Enero/Febrero 2004a. Combining the principles of sliding mode, direct torque control, and Space-Vector Modulation in a high-performance sensorless AC drive. IEEE Trans. on Industry Applications 40(1), 170-177.

Lascu, C., Trzynadlowski, A. M., Octubre 2004b. A sensorless hybrid DTC drive for high-volume low-cost applications. IEEE Trans. on Industrial Electronics 51 (5), 1048-1055.

Lee, D., Lee, G., Noviembre 1998. A novel overmodulation technique for Space-Vector PWM inverters. IEEE Trans. on Power Electronics 13 (6), 1144-1150.

Leonhard, W., 2001. Control of Electrical Drives, 3rd Edition. Springer Verlag, Berlin.

Maes, J., Melkebeek, J. A., Mayo/Junio 2000. Speed-sensorless direct torque control of induction motors using an adaptive flux observer. IEEE Trans. on Industry Applications 36 (3), 778-784.

Melfi, M., Hart, R., 1992. Considerations for the use of ac induction motors on variable frequency controllers in high performance applications. Textile, Fiber and Film Industry Technical Conference, 1992., IEEE 1992 Annual 8, 8/1 - 8/9.

Mendoza, A., 2004. Sistema de control vectorial y diagnostico automatico de fallos para motores de jaula de ardilla. Ph.D. thesis, Universidad de Valladol-id.

Menghal, P., Laxmi, A. J., 2012. State of the art of intelligent control of induction motor drives.

Mitronikas, E. D., Safacas, A., Tatakis, E., Diciembre 2001. A new stator resistance tuning method for stator flux oriented vector controlled induction motor drive. IEEE Trans. on Industrial Electronics 48 (6), 1148-1157.

Monmasson, E., Naassani, A. A., Louis, J., Junio 2001. Extension of the DTC concept. IEEE Trans. on Industrial Electronics 48 (3), 715-717.

Mora, J., Barrero, F., Galvan, E., Colodro, F., Tombs, J., Barranco, M., Torralba,

A., Franquelo, L., 2001. Asitron: Asic for indirect vector control of induction motors with fuzzy logic based speed regulation. PCIM, 2001. Conference on Power Electronics, Intelligent Motion and Power Quality, 471-475.

Moustafa, M. A., 2002. Estudio y realización del control directo del par (DTC) para accionamientos de motores de induction con inversores de diferentes topologías. Ph.D. thesis, Universidad Politecnica de Cataluña.

Nekoei, F., Kavian, Y., Mahani, A., 2011. Three-phase induction motor drive by fpga. 19th Iranian Conference on Electrical Engineering (ICEE), 1 -6.

Ortega, R., Barabanov, N., Escobar, G., Agosto 2001. Direct torque control of induction motors: Stability analysis and performance improvement. IEEE Trans. on Automatic Control 46 (8), 1209-1222.

Purcell, A., Acarnley, P. P., Mayo 2001. Enhanced inverter switching for fast response direct torque control. IEEE Trans. on Power Electronics 16 (3), 382-389.

Riveros, J., Barrero, F., Levi, E., Duran, M., Jones, M., 2013. Variable-speed five-phase induction motor drive based on predictive torque control. IEEE Transactions on Industrial Electronics. 60, 2957 -2968.

Riveros, J., Prieto, J., Barrero, F., Toral, S., Jones, M., Levi, E., 2010. Multiphase machines in propulsion drives of electric vehicles.

Rodriguez, J., Pontt, J., Kouro, S., Correa, P., Agosto 2004. Direct torque control with imposed switching frequency in an 11-level cascaded inverter. IEEE Trans. on Industrial Electronics 51 (4), 827-833.

Shaw, S. R., Leeb, S. B., Febrero 1999. Identification of induction motor parameters from transient stator current measurements. IEEE Trans. on Industrial Electronics 46(1), 139-149.

Shyu, K., Shang, L., Chen, H., Jwo, K., Noviembre 2004. Flux compensated direct torque control of induction motor drives for low speed operation. IEEE Trans. on Power Electronics 19 (6), 1608-1613.

Stearns, T., July 2007. Replacing your dc motors?. think ac. url-http://http://www.reliableplant.com/Magazine/Issue/Reliable07.

Sun, D., Xue, H., 2014. Speed sensorless control system of induction motor. Sixth International Conference on Intelligent Human-Machine Systems and Cybernetics, 2014., IEEE Annual, 100 - 103.

Tai, Z., Li, Y., Ji, Z., 2000. Speed sensorless DTC and parameters estimation of induction motor based on a full order MRAS method.

Takahashi, I., T. Noguchi, 1984. Quick torque response control of an induction motor using a new concept. IEEE J. Tech. Meeting on Rotating Machines, 61-70.

Takahashi, I., T. Noguchi, 1985. A new quick response and high efficiency control strategy of an induction motor. IEEE IAS Anual Meeting, 496-502.

Teixido, M., Sumper, A., Sudria, A., Sinchez, J., Junio 2003. Convertidores de frecuencia. Automatica e Instrumentation (341), 84-103.

Tsuji, M., Chen, S., Izumi, K., Yamada, E., Febrero 2001. A sensorless vector control system for induction motors using q-axis flux with stator resistance identification. IEEE Trans. on Industrial Electronics 48 (1), 185-194.

Vas, P., 1992. Electrical Machines and Drives: A Space-Vector Theory Approach. Oxford University Press, Oxford (New York).

Vas, P., 1993. Parameter Estimation, Condition Monitoring, and Diagnosis of Electrical Machines. Oxford University Press.

Vas, P., 1998. Sensorless Vector and Direct Torque Control. Oxford Science Publications, New York.

Vasic, V., Vukosavic, S., Levi, E., Diciembre 2003. A stator resistance estimation scheme for speed sensorless rotor flux oriented induction motor drives. IEEE Trans. on Energy Conversion 18 (4), 476-483.

Walczyna, A. M., Hill, R. J., 1993. Space vector PWM strategy for 3-level inverter with direct self control.

Yang, G., Chin, T.-H., Julio/Agosto 1993. Adaptive-speed identification scheme for a vector-controlled speed sensorless inverter-induction motor drive. IEEE Trans. on Industry Applications 29 (4), 820-825.

Zamora, J. L., Garcia-Cerrada, A., 2000. On line estimation of the stator parameters in an induction motor using only voltage and current measurements. IEEE Trans. on Industry Applications 36 (3), 805-816.

Zhang, Y., Zhu, J., Zhao, Z., Xu, W., Dorrell, D., 2012. An improved direct torque control for three-level inverter-fed induction motor sensorless drive. IEEE Transactions on power electronics 27, 1502-1513.

Zhou, K., Wang, D., Febrero 2002. Relationship between Space-Vector Modulation and three-phase carrier-based PWM: A comprehensive analysis. IEEE Trans. on Industrial Electronics 49 (1), 186-196.